精通开关电源设计笔记

snal2b 贡献于2014-07-17

作者 曹 高翔  创建于2010-12-16 02:12:00   修改者曹 高翔  修改于2011-02-14 13:07:00字数11550

文档摘要:《精通开关电源设计》笔记
关键词:

《精通开关电源设计》笔记 三种基础拓扑(buck boost buck-boost)的电路基础: 1, 电感的电压公式=,推出ΔI=V×ΔT/L 2, sw闭合时,电感通电电压VON,闭合时间tON sw关断时,电感电压VOFF,关断时间tOFF 3, 功率变换器稳定工作的条件:ΔION=ΔIOFF即,电感在导通和关断时,其电流变化相等。那么由1,2的公式可知,VON =L×ΔION/ΔtON ,VOFF =L×ΔIOFF/ΔtOFF ,则稳定条件为伏秒定律:VON×tON=VOFF×tOFF 4, 周期T,频率f,T=1/f,占空比D=tON/T=tON/(tON+tOFF)→tON=D/f =TD →tOFF=(1-D)/f 电流纹波率r P51 52 r=ΔI/ IL=2IAC/IDC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI=Et/LμH Et=V×ΔT(时间为微秒)为伏微秒数,LμH为微亨电感,单位便于计算 r=Et/( IL ×LμH)→IL ×LμH=Et/r→LμH=Et/(r* IL)都是由电感的电压公式推导出来 r选值一般0.4比较合适,具体见 P53 电流纹波率r=ΔI/ IL=2IAC/IDC 在临界导通模式下,IAC=IDC,此时r=2 见P51 r=ΔI/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf IL→L=VON×D/rf IL 电感量公式:L=VOFF×(1-D)/rf IL=VON×D/rf IL 设置r应注意几个方面: A,IPK=(1+r/2)×IL≤开关管的最小电流,此时r的值小于0.4,造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时,工作在连续导通方式P24-26, 最大负载电流时r’=ΔI/ ILMAX,当r=2时进入临界导通模式,此时r=ΔI/ Ix=2→ 负载电流Ix=(r’ /2)ILMAX时,进入临界导通模式,例如:最大负载电流3A,r’=0.4,则负载电流为(0.4/2)×3=0.6A时,进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1,减小负载电流2,减小电感(会减小ΔI,则减小r)3,增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L×I2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L×I2PK,避免磁饱和。 确定几个值:r要考虑最小负载时的r值 负载电流IL IPK 输入电压范围VIN 输出电压VO 最终确认L的值 基本磁学原理:P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC和变压器 H场:也称磁场强度,场强,磁化力,叠加场等。单位A/m B场:磁通密度或磁感应。单位是特斯拉(T)或韦伯每平方米Wb/m2 恒定电流I的导线,每一线元dl在点p所产生的磁通密度为dB=k×I×dl×aR/R2 dB为磁通密度,dl为电流方向的导线线元,aR为由dl指向点p的单位矢量,距离矢量为R,R为从电流元dl到点p的距离,k为比例常数。 在SI单位制中k=μ0/4,μ0=4×10-7H/m为真空的磁导率。 则代入k后,dB=μ0×I×dl×R/4R3 对其积分可得B= 磁通量:通过一个表面上B的总量 Φ=,如果B是常数,则Φ=BA,A是表面积 H=B/μ→B=μH,μ是材料的磁导率。空气磁导率μ0=4×10-7H/m 法拉第定律(楞次定律):电感电压V与线圈匝数N成正比与磁通量变化率 V=N×dΦ/dt=NA×dB/dt 线圈的电感量:通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*NΦ/I 磁通量Φ与匝数N成正比,所以电感量L与匝数N的平方成正比。这个比例常数叫电感常数,用AL表示,它的单位是nH/匝数2(有时也用nH/1000匝数2)L=AL*N2*10-9H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量 若H是一闭合回路,可得该闭合回路包围的电流总量Hdl=IA,安培环路定律 结合楞次定律和电感等式可得到 V=N×dΦ/dt=NA×dB/dt=L×dI/dt 可得功率变换器2个关键方程: ΔB=LΔI/NA非独立电压方程 →B=LI/NA ΔB=VΔt/NA独立电压方程 →BAC=ΔB/2=VON×D/2NAf 见P72-73 N表示线圈匝数,A表示磁心实际几何面积(通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae) BPK=LIPK/NA不能超过磁心的饱和磁通密度 由公式知道,大的电感量,需要大的体积,否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和 磁场纹波率对应电流纹波率r r=2IAC/IDC=2BAC/BDC BPK=(1+r/2)BDC→BDC=2BPK /(r+2) BPK=(1+2/r)BAC→BAC=r BPK /(r+2)→ΔB=2 BAC=2r BPK /(r+2) 磁心损耗,决定于磁通密度摆幅ΔB,开关频率和温度 磁心损耗=单位体积损耗×体积,具体见P75-76 Buck电路 5, 电容的输入输出平均电流为0,在整个周期内电感平均电流=负载平均电流,所以有:IL=Io 6, 二极管只在sw关断时流过电流,所以ID=IL×(1-D) 7, 则平均开关电流Isw=IL×D 8, 由基尔霍夫电压定律知: Sw导通时:VIN =VON+VO+VSW → VON=VIN-VO-VSW ≈VIN-VO假设VSW相比足够小 VO=VIN-VON-VSW ≈VIN-VON Sw关断时:VOFF =VO+VD → VO=VOFF-VD ≈VOFF 假设VD相比足够小 9, 由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON) 由8可得:D=VO/{(VIN-VO)+VO} D=VO/ VIN 10,直流电流IDC=电感平均电流IL,即IDC≡IL=Io 见5 11,纹波电流IAC=ΔI/2=VIN(1-D)D/ 2Lf=VO(1-D)/2Lf 由1,3、4、9得, ΔI=VON×tON/L =(VIN-VO)×D/Lf=(VIN-DVIN)×D/Lf=VIN(1-D)D/ Lf ΔI/ tON=VON/L=(VIN-VO)/L ΔI=VOFF×tOFF/L =VOT(1-D)/L =VO(1-D)/Lf ΔI/ tOFF=VOFF/L=VO/L 12,电流纹波率r=ΔI/ IL=2IAC/IDC 在临界导通模式下,IAC=IDC,此时r=2 见P51 r=ΔI/ IL=VON×D/Lf IL=(VIN-VO)×D/Lf IL =VOFF×(1-D)/Lf IL=VO×(1-D)/Lf IL 13,峰峰电流IPP=ΔI=2IAC=r×IDC=r×IL 14,峰值电流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)×IL=(1+r/2)×IO 最恶劣输入电压的确定: VO、Io不变,VIN对IPK的影响: D=VO/ VIN VIN增加↑→D↓→ΔI↑, IDC=IO,不变,所以IPK↑ 要在VIN最大输入电压时设计buck电路 p49-51 例题:变压器的电压输入范围是15-20v,输出电压为5v,最大输出电流是5A。如果开关频率是200KHZ,那么电感的推荐值是多大? 解:也可以用伏微秒数快速求解,见P69 (1) buck电路在VINMAX=20V时设计电感 (2) 由9得到D=VO/ VIN=5/20=0.25 (3) L=VO×(1-D)/ rf IL=5*(1-0.25)/(0.4*200*103*5)=9.375μH (4) IPK=(1+r/2)×IO=(1+0.4/2)*5=6A (5) 需要9.375μH 6A附近的电感 例题:buck变换器,电压输入范围是18-24v,输出电压为12v,最大负载电流是1A。期望电流纹波率为0.3(最大负载电流处),假设VSW=1.5V,VD=0.5V,并且f=150KHz。那么选择一个产品电感并验证这些应用。 解:buck电路在最大输入电压VIN=24V时设计 15, 二极管只在sw关断时流过电流=负载电流,所以ID=IL×(1-D)=IO 16, 则平均开关电流Isw=IL×D 17, 由基尔霍夫电压定律知: Sw导通时: VIN =VON+VSW → VON=VIN-VSW VON≈VIN 假设VSW相比足够小 Sw关断时: VOFF +VIN=VO+VD → VO=VOFF+VIN-VD VO≈VOFF+VIN 假设VD相比足够小 VOFF=VO+VD-VIN VOFF≈VO-VIN 18, 由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON) 由17可得:D=(VO-VIN)/{(VO-VIN)+VIN } =(VO-VIN)/ VO →VIN=VO×(1-D) 19,直流电流IDC=电感平均电流IL,即IDC=IO/(1-D) 20,纹波电流IAC=ΔI/2=VIN×D/2Lf=VO(1-D)D/2Lf 由1,3、4、17,18得, ΔI=VON×tON/L=VIN×TD/L =VIN×D/Lf ΔI/ tON=VON/L=VIN/L ΔI=VOFF×tOFF/L =(VO-VIN)T(1-D)/L =VO(1-D)D/Lf ΔI/ tOFF=VOFF/L=(VO-VIN)/L 21,电流纹波率r=ΔI/ IL=2IAC/IDC 在临界导通模式下,IAC=IDC,此时r=2 见P51 r=ΔI/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf IL→L=VON×D/rf IL r=VON×D/Lf IL=VIN×D/Lf IL =VOFF×(1-D)/Lf IL=(VO-VIN)×(1-D)/Lf IL 电感量公式:L=VOFF×(1-D)/rf IL=VON×D/rf IL r的最佳值为0.4,见P52 22,峰峰电流IPP=ΔI=2IAC=r×IDC=r×IL 23,峰值电流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)×IL=(1+r/2)×IO/(1-D) 最恶劣输入电压的确定:要在VIN最小输入电压时设计boost电路 p49-51 例题:输入电压范围12-15V,输出电压24V,最大负载电流2A,开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz,那么每种情况下最合适的电感量分别是多少?峰值电流分别是多大?能量处理要求是什么? 解:只考虑最低输入电压时,即VIN=12V时,D=(VO-VIN)/ VO=(24-12)/24=0.5 IL=IO/(1-D)=2/(1-0.5)=4A 若r=0.4,则IPK=(1+r/2)×IL=(1+0.5/2)×4=4.8A 电感量L=VON×D/rILf=12*0.5/0.4*4*100*1000=37.5μH=37.5*10-6H f=200KHz L=18.75μH,f=1MHz L=3.75μH 24,二极管只在sw关断时流过电流=负载电流,所以ID=IL×(1-D)=IO 25,则平均开关电流Isw=IL×D 26, 由基尔霍夫电压定律知: Sw导通时: VIN =VON+VSW → VON=VIN-VSW ≈VIN 假设VSW相比足够小 Sw关断时: VOFF =VO+VD → VO=VOFF-VD ≈VOFF 假设VD相比足够小 VOFF≈VO 27,由3、4可得D=tON/(tON+tOFF) =VOFF/(VOFF +VON) 由26可得:D=VO/(VO+VIN ) →VIN=VO×(1-D)/D 28,直流电流IDC=电感平均电流IL,即IDC≡IL=IO /(1-D) 29,纹波电流IAC=ΔI/2=VIN×D/2Lf=VO(1-D)/2Lf 由1,3、4、26,27得, ΔI=VON×tON/L=VIN×TD/L =VIN×D/Lf ΔI/ tON=VON/L= VIN/L ΔI=VOFF×tOFF/L =VOT(1-D)/L =VO(1-D)/Lf ΔI/ tOFF=VOFF/L=VO/L 30,电流纹波率r=ΔI/ IL=2IAC/IDC 在临界导通模式下,IAC=IDC,此时r=2 见P51 r=ΔI/ IL=VON×D/Lf IL=VOFF×(1-D)/Lf IL→L=VON×D/rf IL r=VON×D/Lf IL=VIN×D/Lf IL r=VOFF×(1-D)/Lf IL= VO×(1-D)/Lf IL 31,峰峰电流IPP=ΔI=2IAC=r×IDC=r×IL 32,峰值电流IPK=IDC+IAC=(1+r/2)×IDC=(1+r/2)×IL=(1+r/2)×IO /(1-D) 最恶劣输入电压的确定:要在VIN最小输入电压时设计buck-boost电路 p49-51 第3章 离线式变换器设计与磁学技术 在正激和反激变换器中,变压器的作用:1、电网隔离2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。 绕组同名端,当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时,另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样,所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连,但在同一个磁心上,磁通量的变化相同。P89 漏感:可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻,流过这两个电感的电流为IPKP,也即为一次电流峰值。然而,当开关关断时,一次电感所存储的能量可沿续流通路(通过输出二极管)传递,但是漏感能量却无传递通路,所以就以高压尖峰形式表现出来。 一般把尖峰简单的消耗掉 反激变换器 P93 一次等效模型 二次等效模型 Vin VIN VINR= VIN /n i_in IIN IINR=IIN*n Cin CIN n2* CIN l Lp Ls=Lp/ n2 Vsw Vsw Vsw/n Vo VOR=VO*n VO i_out IOR=IO/n IO 中心值 IOR/(1-D)= IO /[n*(1-D)] IO/(1-D) Co Co/ n2 Co Vd VD *n VD 占空比 D D 纹波率 r r 反激在轻负载时进入DCM,在重载时进入CCM模式 例子:P96 74w的常用输入90VAC~270VAC反激变换器,欲设计输出为5A/10A和12V/2A。设计合适的反激变压器,假定开关频率为150KHz,同时,尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFET。 解: 反激可简化为buck-boost拓扑 1,确定VOR和VZ 最大输入电压时,加在变化器上的整流直流电压是VINMAX=*VACMAX=270=382V Mosfet的额定电压600v,裕量取30v,漏极的尖峰电压为VIN+VZ=382+ VZ≤570 VZ≤188V,需选取标准的180v稳压管 VZ /VOR=1.4时,稳压管消耗明显下降,则VOR=VZ /1.4=128V 匝比 假设5V输出二极管正向压降为0.6V,则匝比为: n=VOR/(VO+VD)=128/(5+0.6)=22.86 最大占空比(理论值) VINMIN=*VACMAX=90=127V D= VOR /( VOR + VINMIN)=128/(128+127)=0.5这时为100%效率 一次与二次有效负载电流 若输出功率集中在5V,其负载电流为 IO=74/5≈15A 一次输入负载电流为IOR=IO /n=15/22.86=0.656A 占空比 输入功率PIN=Po/效率=74/0.7=105.7W 平均输入电流IIN=PIN/VIN=105.7/127=0.832A IIN/D=ILR因为输入电流只在开关导通时才有 IOR/(1-D)=ILR因为输出电流只在开关断开时才有 IIN/D=IOR/(1-D)→D=IIN /(IIN+IOR)=0.832/(0.832+0.656)=0.559 一次和二次电流斜坡实际中心值 二次电流斜坡中心值为(集中功率时) IL=IO/(1-D)=15/(1-0.559)=34.01A 一次电流斜坡中心值 ILR=IL/n=34.01/22.86=1.488A 峰值开关电流 取r=0.5 则IPK=(1+r/2)×ILR=1.25×1.488=1.86A 伏秒数 输入电压为VINMIN时,VON=VIN=127V 导通时间tON=D/f=0.559/150*103=3.727µs 所以伏秒数为Et=VON×tON=127×3.727=473 Vµs 一次电感 LμH=Et/(r* ILR)=473/(0.5*1.488)=636µH 离线式变压器,需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因,r通常取0.5 磁心选择P99,为经验公式,待实践 磁心面积Ae=1.11CM2 匝数 如前面的电压相关方程B=LI/NA,则N=LI/BA,此时的B应该为ΔB LI=伏秒数Et,ΔB=2 BAC=2r BPK /(r+2)铁氧体磁心BPK≤0.3T 则有一次绕组匝数(和书上的计算公式不一样,需要公式变换) np=LI/(ΔB*Ae) =Et/{[2r BPK /(r+2)]*A} =(1+2/r)*Et/(2 BPK*Ae) =473*10-6(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10-4) =35.5匝 则5V输出的匝数是ns=np/n=35.5/22.86=1.55匝≈2匝 取整数 反过来计算np=ns*n=2*22.86=45.72≈46匝 12V绕组的匝数是[(12+1)/(5+0.6)]*2=4.64≈5匝,二极管压降分别取1V和0.6V 实际的磁通密度变化范围 ΔB=LI/NA=Et/ NA=0.0926 T BPK=ΔB(r+2)/2r=0.2315T 磁隙 磁芯间距 导线规格和铜皮厚度选择 是个问题,后续看 反激电源设计实例:34006820的待机部分,变压器11003877 20w待机电源5V/4A,超薄电源用,要求变压器体积小,待机电流小于30mA,开关频率67KHz,电压输入范围85-264VAC,650V的芯片内置MOSFET 1,假设 效率η=0.75 Po=20W Pin=Po/η=20/0.75=26.667W 2,DC电压输入范围: 最小输入电压VDCMIN=*85=120.19V,如下图,电容充电的问题,电压有10%-15%的变化,所以VDCMIN=120.19*0.9=108.2V VDCMAX=*264=373.3V 3,确定最大占空比DMAX 在CCM下,一般D小于0.5,避免谐波振荡。取典型值DMAX=0.43 反射电压VRO=[DMAX/(1-DMAX)]×VDCMIN=0.43/(1-0.43)*120.19=90.67V 公式原理是初级次级绕在同一个磁心上,其磁通总量△Φ相等P90 变压器的磁心面积一样,不同的就是匝数 初级的△Φp=△Bp*Ae=△Bs*Ae=△Φs次级的磁通总量 △Bp=VΔt/NA=VINtON/NpAe=VDCMIN* DMAX /fNpAe 在开关导通时间 △Bs=Vo*tOFF/ NsAe=(Vo+VF)*(1- DMAX )/fNsAe 在开关断开时间 推出VDCMIN* DMAX /Np=(Vo+VF)*(1- DMAX )/Ns 匝比n=Np /Ns =VDCMIN* DMAX /[(Vo+VF)*(1- DMAX )]=15.4实际为14 VRO=n(Vo+VF)= VDCMIN* DMAX /(1- DMAX )=108.2*0.43/0.57=81.625V 4,变压器的初级电感Lp 反激有CCM和DCM两种工作模式,随负载和输入电压的变化而变化,超薄电源为将变压器最小化,将初级电感取小,在最小输入电压时,将电路工作在临界导通模式,则正常工作时都是在DCM模式。此时电流的纹波率r=2 L=VON×tON/△I=VIN×D/f rIL=VIN×D/f r(PIN/ DVIN)=(VINMIN×DMAX)2/ f rPIN =(108.2*0.43)2/(26.667*2*67*103)=605.8μH 实际600μH 5,确定磁芯和初级线圈的最小匝数 选择磁心有有几种不同的公式,有算磁心体积的,有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之,要适应本电源的实际应用,就要选择扁平的磁心。 《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积Ve=[0.7*(2+r)2/r] * PIN/f f单位为KHz p99 Ve=2229mm3实际选择变压器,要求是扁平的形状,压低高度,利于超薄电源设计。 Np=(1+2/r)*VON*D/(2*BPK*Ae*f)=(1+2/r)*VINMIN*Dmax/(2*BPK*Ae*f) P100 P72 =(1+2/2)*120.19*0.43/(2*0.3*141*10-6*67*103)=16.4 如取B=0.2,则Np=24.6匝 规格书没有磁心的Ae,实际测量的为Ae=141mm2,供应商提供的实际变压器为28匝 6确定输出匝数 匝比n=Np/Ns=VRO/(Vo+VF)=90.67/(5.1+0.6)=15.91 实际为14 则5V输出的匝数为Ns=24.6/15.91=1.55 则为2匝,1匝漏感大,实际是2匝 则Np=2*15.91=31.82=32匝,实际28匝 VCC匝数为n=(VCC+VF)/(Vo+VF)=(16+0.6)/(5.1+0.6)=2.91 NVCC=2*2.91=5.82=6匝,实际为7匝 磁心气隙计算,也有不同的计算方式 第5章 导通损耗和开关损耗 开关损耗与开关频率成正比 Vgs电压增大,到超过MOSFET提供的最大负载电流值后,则是“过驱动”,有助于减小导通电阻。 MOSFET导通关断的损耗过程P145 1、 导通过程中,开关两端电压,直到电流转换完成才开始变化。即VI有交迭 2、 关断过程中,直到开关两端电压转换完成,其电流转换才开始 导通损耗,mosfet的导通损耗与占空比有关,与频率无关 寄生电容 有效输入电容Ciss,输出电容Coss,反向传输电容Crss,他们与极间电容的关系如下: Ciss=Cgs+Cgd Coss=Cds+Cgd Crss=Cgd 则有下式(Ciss,Coss ,Crss在产品资料中有) Cgd=Crss Cgs=Ciss-Crss Cds=Coss-Crss 门极开启电压Vt,mosfet的栅极有开启电压,只有栅极电压超过开启电压,才能使mosfet完全导通,即把流过mosfet的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。 所以传导方程要改g=Id/Vgs → g=Id/(Vgs-Vt) 如上图简化模型,mosfet导通和关断各有4个阶段P150 导通是Id电流先增加t2,Vd电压后减小t3。电流增加时间是对Cg充电从Vt到Vt+Io/g的时间。电压减小的时间是利用Cgd流出电流=驱动电阻电流 关断是Vd电压先增加t2,Id电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd流出电流=驱动电阻电流;电流减少是Cg放电从Vt+Io/g到Vt的时间 t1阶段 导通过程t1, Vgs从0上升到开启电压Vt,对Cg=Cgs+Cgd充电 关断过程t1, Vgs下降到最大电流时电压Vt+Io/g,Cg=Cgs+Cgd放电 t2阶段,有交越损耗 导通过程t2, Id从0上升到Io=g*(Vgs-Vt), Vgs继续上升到Vt+Io/g,对Cg=Cgs+Cgd充电 Vd因漏感出现小尖峰,其余Vd=Vin不变。 t2是对Cg充电从Vt到Vt+Io/g的时间。 关断过程t2, Vgs被钳位于Vt+Io/g不变,因为Io不变,Vgs=Vt+Io×g也不变。所以Cgs没有电流 Vd从0变至Vin,所以有电流流过Cgd注入栅极,同时有同样电流通过Rdrive流出。 t2时间,由I=Cdv/dt =/t由上行知道=(Vt+Io/g-Vsat)/Rdrive Vsat为驱动电路的晶体管导通电压,一般为0.2v 则t2阶段时间为=Cgs×Vin×Rdrive/(Vt+Io/g-Vsat) t3阶段,有交越损耗 导通过程t3 Vgs被钳位于Vt+Io/g不变,因为Id=Io不变,Vgs=Vt+Io×g也不变。所以Cgs没有电流 Vd从Vin变至0,所以有电流流过Cgd流出栅极,同时有同样电流通过Rdrive流入。用这个来计算该阶段的时间。 关断过程t3 Vgs由Vt+Io/g继续下降到Vt,Cg=Cgs+Cgd放电, Id从Io=g*(Vgs-Vt)下降到0 Vd因漏感出现小尖峰,其余Vd=Vin不变 t4阶段 该阶段,导通Vgs继续Cg充电,关断Cg继续放电。其它不变 栅荷系数,用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155 Idrive是驱动电路,通过Rdrive的电流 根据C=Q/V,Qgs=Ciss×(Vt+Io/g) Qgs= 将I=CdV/dt代入t3(Vin变化为0),Qgd=Cgd×Vin Qgd= 单独分析t3,将C=Q/V代入该点,Qg=Ciss×(0.9×Vdrive)+Qgd Qg= 实际例子: 假设开关管的工作条件是:电流22A、电压15V、频率500KHz。其最低驱动电阻(一个幅值4.5V的脉冲通过它作用于栅极)是2Ω。关断时,开关管的关断电阻是1Ω。据此计算出其开关损耗和导通损耗。 Ciss=Qgs/(Vt+Io/g)=8/(1.05+22/100)=6299pF 在指定的曲线上Ciss=4200pF 则缩放比例为Scaling=6299/4200=1.5 Ciss=4200*1.5=6300pF Coss=800*1.5=1200pF Crss=500*1.5=750pF 则 Cgd=Crss=750pF Cgs=Ciss-Crss=6300-750=5550 pF Cds=Coss-Crss=1200-750=450 pF Cg=Cgs+Cgd=6300 pF 导通时 时间常数是Tg=Rdrive×Cg=2*6300pF=12.6ns 电流传输时间为 t2=-Tg×In{1-Io/[g×(Vdrive-Vt)]}=-12.6×In{1-22/[100×(4.5-1.05)]}=0.83ns 电压传输时间为 t3=Vin×(Rdrive×Cgd)/[ Vdrive-(Vt+Io/g)]=15*(2*0.75)/[4.5-(1.05+22/100)]=6.966ns 所以,导通过程的交叉时间是 tcross_turnon=t2+t3=0.83+6.966=7.796ns 因此,导通的交叉损耗是 P cross_turnon=1/2×Vin×Io×tcross_turnon×fsw=1/2*15*22*7.8*10-9*5*105=0.64W 关断时 时间常数是Tg=Rdrive×Cg=1*6300pF=6.3ns 电压传输时间为 T2=(Vin×Cgd×Rdrive)/(Vt+Io/g)=(15*0.75*1)/(1.05+22/100)=8.858ns 电流传输时间为 T3=Tg×In[(Io/g+Vt)/Vt]=6.3*In[(22/100+1.05)/1.05]=1.198ns 关断的交叉时间是 tcross_turnoff=T2+T3=8.858+1.198=10ns 因此,关断的交叉损耗是 Pcross_turnoff=1/2×Vin×Io×tcross_turnoff×fsw=1/2*15*22*10*10-9*5*105=0.83w 最终总的开关交叉损耗是: Pcross=P cross_turnon+Pcross_turnoff=0.64+0.83=1.47w Cds电容并不影响V-I重叠面积(因为不和栅极连接)。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电,这也是额外损耗(消耗在那里?),在低压是不明显,但是在高压时这个损耗比较大。 P_Cds=1/2×Cds×V2in×fsw=1/2*450*10-12*152*5*105=0.025w 因此总的开关损耗是 Psw=Pcross+P_Cds=1.47+0.025=1.5w 驱动损耗是 Pdrive=Vdrive×Qg×fsw=4.5*36*10-9*5*105=0.081w 在反激DCM模式下,mosfet的导通损耗原则上是0,关断时,电感中电流为纹波电流。 第6章 布线要点 第7章 反馈环路分析及稳定性 需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。 第8、9、10、11、12、13、14章 传导EMI方面 dBμV=20×log(mV/10-6) P240 1mV→20×log(10-3/10-6)=60 dBμV dB=20×log(n)→1dB=20×log(1.122) 0dB=20×log(1) 传导发射的限制通常最高只达到30MHz,因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减,不会传播的很远并造成干扰。 整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声,尤其在关断瞬间。 线路阻抗不平衡,会使CM噪声转变成DM噪声 这个实践性比较强,先写几个注意事项: 1, DM扼流圈放在AC输入端,用于DM噪声消除,一般DM扼流圈比较小, 2, 放2个CM扼流圈,一般CM扼流圈比较大,达到mH级,因为Y电容比较小 3, 在桥堆前面放一个X电容,用于平衡2线上的CM噪声,使CM扼流圈有用 4, Y电容不能太大,有安全考虑,LC滤波器的设计 5, DM噪声大部分因为,开关管的滤波电容,其ESR不能为0,开关管的电流在ESR上形成噪声电压源。 6, CM噪声,主要来自开关管(漏极)和散热支架(接地)之间有耦合电容,高频开关电压和地之间通过电容充放电,形成到地的CM噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263

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